CST MWS傳輸線的仿真
Dear All，
傳輸線是我們在微波應用中經常用到的，但是傳輸線再設計的時候往往都是通過一些理論模型進行計算，得到線寬以后進行設計。
就我個人而言 我經常用ADS的LineCalc進行計算，然后按照計算的結果進行傳輸線的設計。
最近發現一個問題，不論是LineCalc計算，還是利用ADS自帶的Momentum仿真，或者通過CST仿真，對象就是一條簡單的傳輸線，發現不同的工具得到不同的結果。而且所有的結果都和實際測量結果較大的差異。
利用CST MWS仿真，利用edge discrete port設置傳輸線兩邊50Ohm的端口，進行時域仿真，仿真結果和實驗結果相比，特征阻抗的結果總是比實際測得的特征阻抗偏小
利用ADS Momentum進行2.5D仿真，仿真結果的特征阻抗往往比實際測得的結果要大一些，相比之下Momentum更加接近測量值一些。
但是以上兩種測量的結果如果從阻抗隨著頻率的變化趨勢上來看 幾乎都沒有可比性，和測量結果差異太大。
我個人認為好的仿真也許不一定完全與實驗測得的結果統一，但是至少可以表現出和實際測量結果一直的規律。但是現在的仿真結果完全不能夠達到我的要求，所以想請教一下各位在設計傳輸線的時候是否也遇到過同樣的問題，或者對于傳輸線設計有比較好的經驗或者工具的推薦，請不吝賜教。
P.S. 明天到實驗室以后我會將測得數據的圖像 以及CST工程文件作為附件上傳，我更希望是我在仿真過程中的設置的錯誤，這樣可以保持我對CST的期望：）
工程文件： 請大家幫我找找問題
建議將CST的激勵方式改為波導端口，網格加密些再試試看呢。另外你的特征阻抗是怎么測的？
CST edge discrete port貌似不能看端口的特性阻抗吧。前面說的很對，首先要自適應網格，保證S參數是收斂的。其次要求用波導端口激勵，用波導端口激勵才能看端口的特性阻抗的。
根本以往的仿真和經驗，無論是同軸還是微帶，CST特性阻抗計算還是相當準確的。
我的帖子的表述不夠準確，我是想看傳輸線的特征阻抗，是通過史密斯圖目測的，因為設計的是50歐姆的Microstrip line 和co-planar waveguide with Grounding（ADS中的CPWG）的結構，從史密斯圖上可以明顯的看出不是50歐姆 而且差得還比較遠
另外通過讀取smith圖具體的點的阻抗 也是可以驗證LineCalc的運算和仿真結果是否吻合。
最后就是因為有實際的測量結果進行對比
還想請教一下關于waveguide port的設置 對于這個我一直很困惑 可不可以上一個waveguide port仿真傳輸線的例子，給我指導一下，不勝感激！
非常感謝您的經驗的分享，我也覺得cst的仿真結果應該不錯 所以想向您請教一下您的wave guide端口是怎么設置的 可否方便上傳一個例子 讓我看看 特別是waveguide port和物體之間的距離 以及waveguide port的區域大小的選擇 還請賜教：）
嗯，今天還是有時間，來分析一下你的這個模型。我想樓主應該已經有實物的實測結果作對照，假設這個尺寸已經是50歐姆的阻抗。
首先分析你上傳的原始模型：
離散面端口2的局部視圖：
邊界條件：Open Add Space，仿真頻率：1-3 GHz，Global Mesh Propoties：20、5、20，總網格數：35819，Min. Mesh Step：0.3。XY面網格視圖：
仿真得到的S參數：
仿真得到的Smith Chart：
總仿真時間：39秒（端口1）。
好，這個模型我直觀看見第一個問題就會是：問什么要使用Open Add Space邊界？一個傳輸線結構，不進行任何遠場輻射的計算，為什么要把計算區域設置得這么大？空間“撐大”的唯一結果就是網格線密度被迫降低，下圖是傳輸線區域的網格線視圖：
仔細看上面的圖，中心導體和共面地之間只在金屬邊緣處生成了兩條網格線，中間再沒有其余的網格線。再這么重要的空間區域內缺少網格線會造成電磁場計算得很大誤差！
好，在原始模型的基礎上做一些修改。仍然使用DiscreteFace Port，邊界條件改為Conducting Wall，X軸正負方向和Z軸正方向加1 mm的"surrounding space"。模型視圖：
Frequency：0-3 GHz，Global Mesh Properties：10、10、10，總網格數：48985，Min. Mesh Step：0.21。XY面網格視圖：
對比上面的網格視圖，網格密度已經提升了很多?？纯醇毠澨幍木W格線分布：
可見金屬間距之間多生成了3條網格線。
仿真得到的S參數：
和上面的仿真結果很不一樣，卻更合理。仿真得到的Smith Chart：
對比上面的結果，這個模型“顯得”更匹配。
總仿真時間：135秒。
接下來看看Waveguide Port的情況。
把Discrete Face Port刪除，由于是Grounded CPW結構，因此不需要設置成為Multipin Waveguide Port，就是用普通的Waveguide Port。Port面選擇全部的金屬邊緣（中心導體、共面地和底層的地）。由于U軸正方向處PCB邊緣的接地過孔太靠近波導端口，使得波導傳輸方向前三個網格inhomogeneouse，因此將第一排過孔刪除。模型如下：
波導端口的設置中，按照CST MWS幫助文件《Waveguide Port Overview》中間Co-planar結構的建議設置，Z軸正方向應該擴展1.31毫米，這個數值是共面地間距（W）的二分之一。不過，運行Port Mode Calculation會發現這個尺寸并不能完全捕獲端口處的電磁場，因此這里的擴展直使用2.5毫米。因為端口尺寸和仿真最高頻率的原因，這個結構引入了高次模，因此在Waveguide Port Properties里將Mode選擇為2，在Transient Solver里選擇"Calculate modes only"，計算的端口1模式如下：
端口1模式1電場分布：
這是一個正常的電場分布，注意計算得到的端口1的line impedance是50.3歐姆！
端口1模式2電場分布：
仿真得到的S參數（只計算模式1）：
仿真得到的Smith Chart（只計算模式1）：
可見，在網格密度提升的前提下，Waveguide Port和Discrete Face Port可以得到近似的仿真結果，具體準確性還需要和實際測量結果相比較才能確定。
注：如果你的模型是一些“規則”的傳輸線結構，比如microstrip, stripline, coupled microstrip, CPW, grounded CPW等等，或者說，你的模型可以在Macros -> Calculate -> Calculate Analytical Line Impedance里面找到對應的選項的話，建議使用Waveguide Port。
收兵回營……
我順便問一下，共面帶狀線怎么加端口比較好呢？我直接加波端口的話會提示我必須用multipin port...如果我用集總端口的話，就不能直接看到它的特性阻抗了...
（我發現很多小軟件都不能計算它的阻抗啊...比如說cst中的Macros -> Calculate -> Calculate Analytical Line Impedance以及txline吧）
共面結構的方法是類似的，不管是Coplanar Microstrip還是Stripline，都可以看作是Coplanar Waveguide。
我沒見過有任何情況是提示必須使用Multipin Waveguide Port的……。
通常我都直接使用Waveguide Port計算端口line impedance。
哦...謝謝哈...還有一個問題，我算一個簡單的微帶線時，發現結果中的wave impedance比用空氣中的波阻抗除以根號下介質相對介電常數大好幾十歐姆?。课疫€用等效相對介電常數算了一下，還是打了幾十歐姆?。?p class="mwqa">為什么你認為微帶線的wave impedance仍然適用“Z0/(sqrt(mue_r*epsilon_r))”這個公式？
