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針對手機RF電路設計的差分散射參數測試方法

針對手機射頻(RF)電路設計，本文以對聲表濾波器的測試為例探討了以下三個問題：如何用單端矢量網絡分析儀測量差分網絡的散射參數；差分網絡到單端網絡轉換時的共模干擾問題；雙端網絡雙共軛匹配問題。

在設計手機的射頻電路時，常會遇到帶有差分端口的低噪聲放大器、混頻器、聲表濾波器等。圖1是TD-SCDMA手機射頻接收電路，其中MAX2392的低噪聲放大器輸出是單端的，而MAX2392的混頻器輸入是差分形式的，低噪聲放大器與混頻器之間是一個單端到差分形式的聲表濾波器和必要的匹配網絡，在設計該匹配網絡時，需要知道混頻器輸入端差分散射參數和聲表的散射參數，通常網絡分析儀都不是差分型的。下面以對聲表的測試為例來說明如何測試差分散射參數。

物理三端口散射參數

在設計該手機的射頻電路時，我們選用的是Epcos公司的LH46B聲表面波濾波器，Epcos公司提供了一塊評估板，如圖2所示，端口1為單端型輸入端口，端口2、3組成差分型輸出端口。在評估該器件時，先將其視為一般的三端口網絡，用一般的矢量網絡分析儀很容易測得其三端口散射參數，具體過程如下：

1. 端口3接匹配負載，用網絡分析儀測端口1、2的雙端散射參數，記為SA；

2. 端口2接匹配負載，用網絡分析儀測端口1、3的雙端散射參數，記為SB；

3. 端口1接匹配負載，用網絡分析儀測端口2、3的雙端散射參數，記為SC；

4. 物理三端口網絡散射參數ST為等式(1)所示：

一般來說，差分端口并不是理想的，通過研究上面得到的物理三端口網絡散射參數ST會發現：

理想情況下，端口1加一點頻激勵信號，在端口2與端口3應得到大小相等，相位差180度的信號，也就是說在端口2與端口3上得到一個差分信號，實際上在端口2與端口3上還存在著大小與相位都相等的信號，即共模信號。若將差模信號看作一個端口，共模信號看作一個端口，再加上原來的端口1，這樣就組成了一個新的三端口網絡，稱為模式三端口網絡。

模式三端口網絡散射參數

現在的問題是該如何由物理三端口網絡的散射參數導出模式三端口網絡的散射參數。聲表器件屬于無源網絡，且不含有各向異性介質材料，其散射參數必然是互易的，就是說物理三端口網絡僅有6個獨立參數。差模與共模信號只是端口2與端口3信號的線性組合，所以模式3端口網絡的散射參數也必然是互易的，即只有6個獨立參數(E3)。觀察圖3可以看到端口1在兩種散射參數信號流圖中未變，故：

SM₂₂是反映有端口1來激發出差模信號能力的參數，根據差模信號的定義，它應是ST₁₂與ST₁₃的差，考慮到差模端口等效為將端口2與端口3串接起來，故其此時特征阻抗已是原來兩倍。假定端口2信號的相位為差模信號相位，這樣可以得到：

SM₃₃是反映有端口1來激發出共模信號能力的參數，根據共模信號的定義，它應是ST₁₂與ST₁₃和的一半，考慮到共模端口等效為將端口2與端口3并接起來，故其此時特征阻抗已是原來一半，這樣可以得到：

SM₂₂，SM₃₂分別是反映端口2與端口3在等幅反相信號激勵時，在反射波中產生差模分量與共模分量能力的一個量，將物理三端口網絡的端口1接匹配負載，端口2加激勵信號：

端口3加激勵信號：

這兩個激勵信號合起來等效為在差模端口加激勵信號：

現在分別計算端口2與端口3反射波中差模與共模信號成分，它們在數值上應分別等于SM₂₂，SM₃₂，值分別是等式(4)、(5)所示。

SM₃₃是反映端口2與端口3在等幅同相信號激勵時，在反射波中產生共模分量能力的一個量，將物理三端口網絡的端口1接匹配負載，端口2與端口3同時加激勵信號：

這兩個激勵信號合起來等效為在共模端口加激勵信號：

現在來計算端口2與端口3反射波中共模信號成分，它在數值上應等于SM₃₃。

其值見等式(6)：

綜合等式(2)至等式(6)，可以得到完整的模式三端口網絡散射參數，整理后得到等式(7)：

需要特別注意的是此處得到的該散射參數各端口并不是利用統一的特征阻抗作歸一化，假定端口1的特征阻抗為Zo，則端口2(差模信號端口)為2 Zo，端口3(共模信號端口)為Zo/2。

共模抑制比

MAX2392是一個零中頻的射頻接收機，為解決本振信號的泄漏問題，MAXIM 公司采用了差分形式的混頻器，從圖1看到當共模形式的本振信號有混頻器輸入端泄漏出來時，聲表會對此產生抑制(此處回避了匹配網絡的影響)，這兒可以定義共模抑制比如下：

該共模抑制比反映了泄漏到天線端口的本振信號大小，該共模抑制比越大越好。

研究圖3所示的散射參數信號流圖，我們發現還有另外一種共模到差模的轉換形式：

該共模抑制比優劣與直流偏移量有關。本振信號通過空間輻射等途徑耦合到LH46B 差分端口應是共模信號，該共模信號經LH46B反射后產生的差模信號會直接加到混頻器輸入端，從而與本振自混頻產生直流。該共模抑制比越大越好。

差分端口匹配問題

通過將物理三端口網絡轉化為模式三端口網絡，可以非常方便設計其輸入輸出匹配電路。一般情況下，共模端口影響較小，在設計匹配電路時認為它始終接匹配負載，這樣原有的三端口網絡就變成了模式2端口網絡(端口1與差模端口)，利用簡單的雙端口匹配理論即可解決該問題。模式2端口網絡的散射參數如下：

為方便敘述，我們稱端口1為源端，端口2為負載端。一般情況下中頻聲表的匹配電路設計都屬于窄帶匹配，也就是說只要考慮其中心頻點處匹配就可以了；射頻聲表往往要覆蓋較寬的頻帶，匹配電路相對復雜些，所幸的是一般射頻聲表不需做什么匹配。此處MAXIM的混頻器輸入阻抗為200Ω，需要檢驗一下EPCOS的聲表平衡端是否為200Ω，等式(11)至(23)將給出最佳源端與負載端阻抗：

圖4、5是根據LH46B測試數據計算出的最佳源端與負載端阻抗曲線。

有圖4與圖5可以看到在TD-SCDMA頻段(2,010MHz~2,025MHz)內，最佳源阻抗與負載阻抗變化較大，故難以用簡單電路實現雙端共軛匹配。觀察最佳負載端阻抗實部曲線，發現其阻抗有頻段低端的220ohm一直變到頻段高端的40ohm，這里取其幾何平均值作為最佳負載阻抗，而對于源端不作匹配：

利用SMITH圓圖工具，可得到圖6的匹配電路。

因為MAX2392混頻器的輸入阻抗為200ohm，所以此處負載端特性阻抗取為200ohm。

圖7是作匹配前與匹配后傳輸特性的一個比較。

圖7中藍色的曲線是匹配后的仿真結果，紅色的是未加匹配電路的仿真結果。匹配改善了帶內平坦度，但中心頻點處插損略有變差。

作者：王險峰
高級射頻工程師
Maxim公司